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SPC-15-014, MD-15-014
ワイヤレスインホイールモータの送電電圧および負荷電圧制御による
電力伝送効率最大化に関する基礎検討
山本 岳∗ ，居村 岳広，藤本 博志（東京大学）
Basic Study on Maximizing Power Transfer Efficiency of Wireless In-wheel Motor by Primary and Load-Side
Voltage Control
Gaku Yamamoto∗ , Takehiro Imura, Hiroshi Fujimoto (The University of Tokyo)
Abstract
Some methods which maximize power transfer efficiency by power converter control are proposed on the past WPT
research. In these research, a DC-DC converter is inserted in a receiver side to vary load state. However, space of
receiver side is so small for the Wireless In-Wheel Motor (W-IWM) that it is required to make the secondary circuit
small. Therefore, full bridge converter is used instead of DC-DC converter in W-IWM. In this paper, the authors
propose theoretical formula of power transfer efficiency of the W-IWM. From analysis of the formula, it is indicated
that there is a combination of primary voltage and load voltage which maximize power transfer efficiency. The
feasibility is validated in experiment by a motor bench set.
キーワード：非接触電力伝送，磁界共振結合，インホイールモータ，電気自動車，伝送効率
(wireless power transfer, magnetic resonance coupling, in-wheel motor, electric vehicle, power transfer efficiency )
1.
はじめに
現在，地球環境への配慮から，電気自動車が注目を浴び
ている。電気自動車はモータを駆動力にすることにより内
燃機関自動車と比べて二桁早いトルク応答を持つ (1) 。また，
モータはエンジンに比べ分散配置が容易であるため，モー
タをホイール内に配置するインホイールモータを実現でき
る。インホイールモータは，各輪を独立に制御できること
や室内スペースを広く確保できることなど多くの利点を持
つ (2) 。しかしながら，インホイールモータはサスペンショ
ン可動部に配置され，モータの動力線とレゾルバなどの信
号線が繰り返し屈曲によって断線する恐れがあり，高い耐
久性が求められる。この問題に対して，従来は配線の耐久
性を高める構造が検討されてきた (3) 。しかし，有線での対
策である以上，いずれも抜本的な解決には至っていない。
そこで，この課題に対する抜本的な解決策として，著者
らはインホイールモータとワイヤレスで電力をやり取りす
る機構を提案し，開発した (4)∼(6) 。この機構をワイヤレス
インホイールモータ (Wireless In-Wheel Motor: W-IWM)
と定義し，ワイヤレス電力伝送を行うためのコイルと，制
御情報をやりとりするための無線通信機器を車体とホイー
ルに設置する。これらにより，車体とインホイールモータ
間の完全なワイヤレス化を達成する。また，将来電気自動
車への走行中給電が可能になった場合，地面に埋めたコイ
ルからモータへの給電も可能になる。実際の車体ではサス
ペンションの動きにより送受電コイルの相対位置が変化す
る。そこで本研究ではコイルの位置ずれに強い磁界共振結
合方式を採用する (7) (8) 。
ワイヤレス電力伝送において，電力伝送効率は負荷の状
Car chassis
Motor
Wheel
Car chassis
communication Coil
Motor
Wheel
Power cables
Power
Signal cables
Battery
Power converter
Power Source
Ground
Ground
Ground
Conventional IWM
Coil
Wireless IWM
(W-IWM)
図 1 W-IWM の概念図
Fig. 1. W-IWM image
Primary circuit
Primary coil
Secondary coil
(a) FPEV4-Sawyer
W-IWM
(b) First trial unit
図 2 実験車両と一次試作ユニット
Fig. 2. Experimental EV and first trial unit
態によって変化することが知られている。先行研究におい
て受電側回路に DC-DC コンバータを挿入し，これを制御
し負荷の状態を最適にすることで電力伝送効率を最大化す
る手法が提案されている (9) (10) 。しかしながら，W-IWM の
受電側回路はホイール内の狭い空間に位置するため，回路
をより小さくすることが好ましい。従って W-IWM では受
電側で DC-DC コンバータを使用せず，フルブリッジコン
1/6
Required
power
Ͳ
FF
Duty ratio
VLΎ
Power
н
PL
΃
Lm
Vbatt
Buck-boost
converter
Primary
inverter
Fig. 3.
Table 1.
R1
R2
L1
L2
C1
C2
V10
E
PMSM
M
VL
Secondary
converter
Resonator
Three phase
PWM inverter
図 3 回路構成
Circuit configuration
表 1 車両性能の目標値と一次目標
Final target and first target of car performance
Final target
First target
Number of in-wheel motor
4
2
Maximum output power [kW]
48
6.6
Maximum wheel torque [Nm]
1300
475
Three phase
PWM inverter
PMSM
R2
L2
M
VL
C2
(a) Short mode
バータを用いて負荷の状態を制御する。
本稿では W-IWM の回路構成における電力伝送効率の理
論式を示し，これを用いた解析から任意のモータ出力にお
いて伝送効率を最大化する送電電圧と負荷電圧の組み合わ
せが存在することを示す。また，モータベンチ試験装置を
用いた実験から理論式の妥当性を検証したので報告する。
2.
W-IWM の概要
〈2・1〉 想定車両性能
W-IWM では図 1 に示すよう
にインホイールモータの動力線及び信号線をワイヤレス化
する。この機構を採用することによりインホイールモータ
の断線を防ぐだけでなく，地上のコイルからインホイール
モータへ直接電力を供給することも可能になる。W-IWM
を採用する車体として，図 2(a) に示す当研究室で開発した
電気自動車の FPEV4-Sawyer を想定する (11) 。当車両は前
後輪がそれぞれ交換可能なサブユニットとなっており，様々
な駆動ユニットを同一のプラットフォーム上で実験・比較
できる。一次試作でのサブユニットを図 2(b) に示す。表 1
に示すように，W-IWM の性能としては四輪で 48 kW の出
力を目標とするが，まずは後輪二輪で 6.6 kW の出力, すな
わち一輪当たり 3.3 kW の出力を目標とし，制御の検討や
大電力伝送，コイル設計の技術確立をする。なお，インホ
イールモータと車体の間のスペースを考え，送受電コイル
間のギャップは 100 mm とする。
〈2・2〉 回路構成
回路構成を図 3 に示す。ワイヤレ
ス電力伝送の特性上，一次側インバータの入力電圧は負荷
であるインホイールモータの出力や，サスペンションの動
きによる送受電コイルの相対位置のずれによって送さする
必要がある。また，バッテリの出力電圧は充電状況によっ
て変化する。これらの点を考慮し，一次側インバータの入
Three phase
PWM inverter
PMSM
R2
L2
VL
M
C2
(b) Rectification mode
Fig. 4.
図 4 二次側回路の動作パターン
Operation pattern of the secondary circuit
力側には昇降圧チョッパを搭載し，これを制御することで
バッテリーから供給された電圧を調整する。一次側インバー
タではチョッパ出力の直流電力をワイヤレス電力伝送に用
いる交流に変換する。なお本稿では一次側インバータを方
形波インバータとして使用するが，PWM インバータとし
て使用することも可能である。交流に変換された電力は磁
界共振結合によりワイヤレスで伝送され，二次側コンバー
タで整流され，モータ駆動用の電圧型三相インバータを経
てモータを駆動させる。なお一次側とは車体側を指し，二
次側とはインホイールモータ側を指す。図 3 に示す回路は
二次側コンバータをインバータとして利用し，一次側イン
バータをコンバータとして利用した場合に二次側から一次
側に電力を供給することができるため，回生が可能である。
〈2・3〉 磁界共振結合方式のワイヤレス電力伝送
WIWM で採用する磁界共振結合方式のワイヤレス電力伝送
においては，一次側と二次側の送受電に用いる LC 回路の
共振周波数を一致させる。すなわち一次側インバータの動
作角周波数を ω0 として，
ω0 = √
1
1
= √
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(1)
L1 C1
L2 C2
2/6
VL
Ia
Vup
ǻV
VL*
ǻV
Vlow
Fig. 5.
tr
(Short)
(Rectification)
RL
(a) Short mode
t
ts
C
VL
VL
C
RL
(b) Rectification mode
図 6 二次側の等価回路
Fig. 6. A equivalent secondary circuit
図 5 負荷電圧の波形
Waveform of load voltage
表 2 製作した共振器の各パラメータ
Table 2. Parameters of Resonator
Parameter
Primary
Secondary
Coil resistance R1,2
Coil inductance L1,2
Capacitance C1,2
Size
0.411 Ω
260 µH
13.5 nF
218 x 350 mm
0.382 Ω
223 µH
15.7 nF
218 x 300 mm
Mutual inductance Lm
48.6 µH (gap: 100 mm)
Operating frequency
83.3 kHz
となるようにコンデンサを挿入する。L1 ，L2 は一次側及び
二次側コイルのインダクタンス，C1 ，C2 は共振コンデンサ
である。本稿においてはこのコイルとコンデンサをまとめ
て共振器 (Resonator) と呼ぶ。一次試作における W-IWM
の共振器の各パラメータを表 2 に示す。
3. W-IWM の回路動作
〈3・1〉 ヒステリシスコンパレータによる受電側電圧制
御
W-IWM のように二次側に接続される負荷が定電力
負荷である場合，負荷電圧の挙動が不安定となることが解
析的に求められている (12) 。そこでフィードバック制御を用
いて負荷電圧 VL を安定化する必要がある。二次側コンバー
タを用いて VL を一定に保つ制御手法としてヒステリシス
コンパレータによる手法と (6) , PWM による手法 (5) が提案
されている。本稿では前者の制御手法を採用する。
ヒステリシスコンパレータによる負荷電圧制御を行う場
合，二次側コンバータの上アームのスイッチは常に OFF し，
下アームのスイッチング素子を ON/OFF する。ヒステリ
シスコンパレータの下側閾値電圧 Vlow および上側閾値電圧
Vup を次式で定義する。
Vlow = VL ∗ − ∆V · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)
Vup = VL ∗ + ∆V · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)
VL ∗ は負荷電圧指令値，∆V はヒステリシス幅である。
図 5 に負荷電圧 VL の概形を示す。VL が Vup に達した時
点で下アームのスイッチング素子を ON する。この時二次
側回路は図 4(a) の状態となり，モータへの電力伝送が遮断
され負荷電圧 VL は低下する。VL が Vlow まで低下した時
点で下アームのスイッチング素子を OFF する。この時二
次側回路は図 4(b) の状態となり，モータに電力が伝送され
るため，伝送電力が負荷電力を上回っていれば負荷電圧 VL
は上昇する。
以 上 の 二 次 側 コ ン バ ー タ の 下 ア ー ム の ス イッチ の
ON/OFF の繰り返しにより，図 5 のように負荷電圧 VL
を負荷電圧指令値 VL∗ のまわりで一定に制御する。
〈3・2〉 送電側電圧制御
二次側の DC リンク電圧が
一定に制御される場合，モータ出力に応じて DC リンク電
流が変化するため，二次側インバータ以降を可変抵抗負荷
とみなせる。ワイヤレス電力伝送において一次側に定電圧
源を接続した場合，二次側に接続される負荷抵抗値に応じ
て二次側に伝送される電力が変化することが知られている。
従って一次側ではモータトルク指令値とモータ回転数から
二次側で必要な電力を算出し，一次側の昇降圧チョッパの
出力電圧をフィードフォワード制御する。
なお，一次側出力電圧のフィードフォワード制御手法と
して一次側インバータのデューティを制御する手法も可能
であるが本稿では昇降圧チョッパを用いた手法のみを扱う。
4. 電力伝送効率
〈4・1〉 二次側コンバータ動作による伝送電力の変化
二次側コンバータの動作モードが図 4(a)，(b) となる場合
の一次側電流の実効値をそれぞれ I1s , I1r と定義する。I1s ,
I1r は式 (4)，(5) で表せる (13) 。
I1s ≃
R2 V10
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
√
I1r
R2 V10 + 2 π 2 ω0 Lm VL
≃
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
R1 ，R2 はコイルの抵抗値，Lm は送受電コイル間の相互イ
ンダクタンス，V10 は一次側インバータの出力電圧の基本
波実効値である。なおフーリエ級数展開から，一次側イン
バータの出力電圧の実効値を V1 とすれば，
√
2 2
V10 =
V1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)
π
となる。
二次側コンバータの動作モードが図 4(a)，(b) となる場
合の一次側電力はそれぞれ式 (7)，(8) で表される。
P1s ≃
R2 V10 2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (7)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
P1r ≃
R2 V10 + 2 π 2 ω0 Lm VL
V10 · · · · · · · · · · · · · · · · (8)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
√
3/6
400
300
200
100
96
0
0
100
95
94 93
90
92 91
200
300
400
Load voltage VL [V]
(a) PL = 200 W
Fig. 7.
500
500
90
400
91
92
93
300
94
95
96
200
100
0
0
100
200
300
400
Load voltage VL [V]
95
400
96
300
200
100
0
0
500
100
(b) PL = 1000 W
200
300
400
Load voltage VL [V]
500
(c) PL = 3300 W
図 7 負荷電力 PL を変化させた場合の電力伝送効率 η
Transition of power efficiency η with changing load power PL
すなわち，二次側コンバータの動作パターンによって一次
側の電力が変化する。
〈4・2〉 一次側電力の平均値
受電側でヒステリシス
コンパレータを用いた場合の効率の理論式を導出するため，
本章では一次側電力の平均値 P1 を定義する。
二次側コンバータの Low 側スイッチング素子の ON/OFF
の一周期における ON の比率を mp とすると
ts
mp =
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (9)
ts + tr
となる。図 5 に示すように，ts は ON/OFF の切り替え一周
期における二次側コンバータの Low 側スイッチング素子を
ON とする時間を表し，tr は OFF とする時間である。P1
は式 (7)，(8) を用いて
P1 = mp P1on + (1 − mp )P1off
√
R2 V10 2 + 2 π 2 ω0 Lm (1 − mp )V10 VL
=
· · · · · (10)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
となる。
二次側の三相 PWM インバータ以降の負荷電力を PL と
し，負荷を
RL =
Primary side voltage V10 [V]
500
Primary side voltage V10 [V]
Primary side voltage V10 [V]
500
VL 2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (11)
PL
で定義される等価負荷抵抗 RL とみなせば，二次側コンバー
タの動作により二次側回路は図 6 となる。図 6 のそれぞれ
の回路を VL について解き，二次側回路が図 6(a) となる時
間幅 ts と図 6(b) となる時間幅 tr を求めると，mp の理論
式は
)
(
ln VVlow
up
)
(
) · · · · · · · · · · · · (12)
mp = (
Vup +RL Ia
Vlow
ln Vup + ln Vlow
−RL Ia
となる (13) 。
なお，図 6(b) のコンバータ出力電流 Ia は図 4 の Rectification mode における二次側共振器の電流を全波整流した
ものの平均値である。Rectification mode における二次側
共振器の電流の実効値を I2r とすると
√
I2r
ω0 Lm V10 − 2 π 2 R1 VL
≃
· · · · · · · · · · · · · · · · · · (13)
R1 R2 + (ω0 Lm )2
となる。したがって I2off が正弦波電流であると仮定すれば，
√
√
2 2 ω0 Lm V10 − 2 π 2 R1 VL
Ia ＝
· · · · · · · · · · · · · · ·(14)
π
R1 R2 + (ω0 Lm )2
となる。
〈4・3〉 電力伝送効率
式 (10) より一次側インバータ
出力から二次側コンバータ出力までの電力伝送効率 η は
η=
{R1 R2 + (ω0 Lm )2 }PL
R2 V10 2 +
√
2 2
ω0 Lm (1
π
− mp )V10 VL
· · · · · · · (15)
となる。式 (11)，(12)，(14) より mp は V10 と VL の関数
であるとみなせる。したがって式 (15) より電力伝送効率は
一次側出力電圧の基本波実効値 V10 と負荷電圧 VL に応じ
て変化する。負荷電力が 200 W, 1000 W, 3300 W におい
て，V10 および VL を変化させた場合の効率を図 7 に示す。
いずれの場合も電力伝送効率が最大となる V10 ，VL の組み
合わせが存在する。
また，二次側コンバータが常に Rectification mode とし
て動作していても目標の負荷電圧 VL が達成できない場合，
負荷電力が PL 不足するため W-IWM を駆動することがで
きない。したがって任意の負荷電圧 VL を達成するための
V10 の下限値 V1min は，二次側コンバータを全波整流器と
みなした場合の送電電圧であり，
π
V1min = √
2 2
8
R V 2
π2 1 L
+ R1 R2 PL + (ω0 Lm )2 PL
(16)
ω0 Lm VL
となる。各効率グラフにおいて白塗りで示す部分は二次側
で所望の電力を達成できない領域であり，V1min > V10 と
なる。なお本稿で用いる共振器では ω0 Lm ≫ R1 ≃ R2 が
成り立つ。したがって式 (16) の一項目と二項目を無視する
と，V1min は
π
PL
V1min ≃ √ ω0 Lm
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (17)
VL
2 2
で近似できるため，図 7 における所望電力の境界線は VL
に反比例する。
4/6
Short
(ts)
load motor
W-IWM
primary coil
torque meter
reduction gear integrated
hub bearing unit
Secondary voltage V2 [V]
secondary coil
300
200
100
0
-100
-200
-300
0
0.005
primary circuit
Fig. 9.
Fig. 8.
実
図 8 ベンチ試験装置
An experimental bench measurement
0.8
験
〈5・1〉 実験装置
実験に用いたベンチ試験装置の外
観を図 8 に示す。電源は三相 200 V の電源を整流してバッ
テリを代用した。また，共振周波数は電気自動車へのワイ
ヤレス電力伝送において統一化が進められている 85 kHz と
し (14) ，コイル間のギャップは実車に搭載した場合と同様に
100 mm とした。損失を軽減するため一次側インバータ及
び二次側コンバータのスイッチング素子には SiC-MOSFET
を使用している。
〈5・2〉 mp の理論値と実験値の比較
モータの回転
数 (減速機出力回転数) を 68 rpm とし，W-IWM の定格に
対し 30 % のトルク指令値を与えた。この時出力トルクは
64 Nm であり，二次側コンバータ出力電力 PL は 562 W で
あった。このモータ出力時に VL∗ =240 V，∆V =2.5 V とし
て負荷電圧を一定に制御し，送電側電圧を変化させ mp の
測定を行う。二次側共振器の電圧を測定すると図 9 に示す
波形が得られる。二次側コンバータの Low 側スイッチング
素子を ON とすると二次側共振器が Short されるため電圧
がほぼ 0 となり，この時間幅を ts とし，それ以外の時間を
tr としている。二次側共振器電圧の波形から ts と tr を読
み取り，式 (9) を用いて mp を導出し，ON/OFF の 10 周
期における平均値を mp の実験値としている。
式 (12) による mp の理論値と実験値の比較結果を図 10
に示す。V10 は一次側インバータの出力電圧実効値 V1 の
測定結果から式 (6) を用いて計算している。計算結果に
おいて mp = 0 となっている範囲は送電側電圧が小さく，
V10 < V1min となりモータを動作させることができない。
理論値と実験値がほぼ一致しており，mp の理論式の妥当
性が示された。
〈5・3〉 V10 変化時の電力伝送効率
モータの回転数を
68 rpm とし，W-IWM の定格に対し 10 %と 30 %のトルク
指令値を与えた。出力トルクはそれぞれ 19 Nm と 64 Nm
であり，二次側コンバータの出力電力 PL は 188 W と 562
W である。負荷電圧 VL を 240 V で一定に制御し，送電側
電圧を変化させ一次側インバータ出力から二次側コンバー
タ出力までの効率 η を測定した。式 (15) から導出した理論
効率と効率の測定結果の比較を図 11 に示す。V10 は前節同
0.01
Time [s]
0.015
0.02
図 9 二次側共振器の電圧波形
A waveform of a secondary resonator
1
mp [-]
5.
Rectification
(tr)
䢢
Calculation
Experiment
0.6
0.4
0.2
0䢢
0
50
100
150
Primary side voltage V10 [V]
200
図 10 mp の理論値と実験値の比較
Fig. 10. A comparison with theoretical and experiment
value of mp
様に一次側インバータの出力電圧の実効値から計算した値
である。また，式 (15) においては二次側コンバータの損失
を無視しているため，図 11 の理論効率曲線には二次側コン
バータの効率の各測定点における平均値を乗している。
いずれのモータ出力においても効率が最大となる送電電
圧は理論値と実験値でほぼ一致している。なお，理論値と
実験値で効率に差が見られるのは測定を行うための配線に
よる抵抗やインダクタンスにより，損失が生じたり力率が
悪化したためである。
〈5・4〉 VL 変化時の電力伝送効率
〈5・3〉と同様のモー
タ出力において負荷電圧を 240 V から 350 V まで 10 V ず
つ変化させ一次側インバータ出力から二次側コンバータ出
力までの効率 η を測定した。送電電圧はトルク指令値が 10
%の場合は 85 V，30 %の場合は 122 V としており，これ
らの値は図 11 において η が最大となる点である。式 (15)
から導出した理論効率と効率の測定結果の比較を図 12 に
示す。
〈5・3〉
と同様に，理論値には二次側コンバータ効率の
各測定点における平均値を乗している。
V10 を変化させた場合と同様，誤差は見られるもののい
ずれのモータ出力においても理論値と実験値の傾向が一致
している。
〈5・5〉 伝送効率最大化制御への考察
本稿では回転
数 68 rpm においてトルク指令値を 10 %と 30 %とした場合
の二通りについてのみ効率測定を行った。測定結果より理
論値と実験値に誤差が見られるものの，その傾向は一致し
5/6
90
95
䢢
䢢
Calculation
Experiment
Calculation
Experiment
92.5
Efficiency [%]
Efficiency [%]
87.5
85
82.5
80 䢢
90
87.5
50
75
100
125
Primary side voltage V10 [V]
85 䢢
150
(a) T=10 % N = 68 rpm
Fig. 11.
80
100
120
140
Primary side voltage V10 [V]
(b) T=30 % N = 68 rpm
図 11 V10 変化時の電力伝送効率 η
Power transfer efficiency with changing V10
90
95
䢢
䢢
Calculation
Experiment
Calculation
Experiment
92.5
Efficiency [%]
Efficiency [%]
87.5
85
82.5
80 䢢
225
90
87.5
250
275
300
325
Load voltage VL [V]
350
375
(a) T=10 % N = 68 rpm
85 䢢
225
250
275
300
325
Load voltage VL [V]
350
375
(b) T=30 % N = 68 rpm
図 12 VL 変化時の電力伝送効率 η
Fig. 12. Power transfer efficiency with changing VL
ており，これは他の出力においても同様であると考えられ
る。従って W-IWM を駆動する場合，任意の出力において
効率が最大になるような送電電圧値と負荷電圧値を式 (15)
を用いて計算し，その値に制御することで高効率な運用が
可能である。
6. ま と め
本稿では磁界共振結合方式のワイヤレス電力伝送を用い
たインホイールモータについて述べ，この回路の電力伝送
効率の理論式を導出し，効率を最大にする送電側及び受電
側電圧が存在することを明らかにした。また，モータベン
チ試験装置を用いた実験により理論式の妥当性を示した。
任意の出力において送電側及び受電側電圧を最高効率を
達成する値に制御し，高効率でワイヤレスインホイールモー
タを駆動することを今後の課題とする。
7. 謝
辞
最後に本研究の一部は文部科学省科学研究費補助金 (基
盤研究 A 課題番号：26249061) によって行われたことを付
記する。また，積層セラミックコンデンサ (U2J 特性) を支
給して頂いた株式会社村田製作所に対しここに記して深く
感謝申し上げる。
参考文献
（ 1 ） Y. Hori: “Future Vehicle Driven by Electricity and
Control Research on Four Wheel Motored“UOT Electric March II””, IEEE Trans. IE, Vol. 51, No. 5, pp.
954–962 (2004)
（ 2 ） M. Suzuki, K. Sakai, K. Okada, and Y. Makino: “Development of In-Wheel Motor Type Axle Unit”, NTN
TECHNICAL REVIEW，No75，pp. 46–52 (2007) (in
Japanese)
（ 3 ） Ntn corporation, WO2013108546 A1 (2013)
（ 4 ） G. Yamamoto, T. Imura, H. Fujimoto: “Transmitting
and Receiving Coil Design for Wireless Power Transfer to In-Wheel Motor”, IEEJ, IIC-14-073/MEC14-061,
pp. 103–108 (2014) (in Japanese)
（ 5 ） D. Gunji, T. Imura, H. Fujimoto: “Fundamental Research of Power Conversion Circuit Control for Wireless In-Wheel Motor using Magnetic Resonance Coupling”, IEEE IECON2014, 40th Annual Conference of
the IEEE Industrial Electronics Society, pp. 3004–3009
(2014)
（ 6 ） M. Sato, G. Yamamoto, D. Gunji, T. Imura, and
H.Fujimoto: “Development of Wireless In-Wheel Motor based on Magnetic Resonance Coupling,” 2013
JSAE Annual Congress (Autumn), No. 113-14, pp. 9–
12 (2014) (in Japanese)
（ 7 ） A. Kurs, A. Karalis, R. Moffatt, J. D. Joannopoulos,
P. Fishe, and M. Soljacic: “Wireless Power Transfer
via Strongly Coupled Magnetic Resonances”, in Science Express on 7 June 2007, Vol.317, No.5834, pp.
83–86 (2007)
（ 8 ） T. Imura, H. Okabe, T. Uchida, and Y. Hori:“Wireless
Power Transfer during Displacement Using Electromagnetic Coupling in Resonance “ Magnetic-versus
Electric-Type Antennas” ” IEEJ Trans. IA,Vol.130,
No.1，pp. 76–83 (2010) (in Japanese)
（ 9 ） K. Iimura, N. Hoshi, and J. Haruna:“Experimental Discussion on Inductive Type Contactless Power Transfer
System with Boost or Buck Converter Connected to
Rectifier,” Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC), 2012 7th International, Vol. 4, pp.
2652–2657 (2012)
（10） W. Zhong, and S. Y. R. Hui:“Maximum Energy Efficiency Tracking for Wireless Power Transfer Systems”,
Power Electronics, IEEE Transactions on (2014)
（11） H. Fujimoto, T. Miyajima, and J. Amada: “Development of Electric Vehicle with Variable Drive Unit System”, International Electric Vehicle Technology Conference & Automotive Power Electronics Japan 2014
(2014)
（12） D. Gunji, T. Imura, and H. Fujimoto“Stability Analysis of Secondary Load Voltage on Wireless Power
Transfer using Magnetic Resonance Coupling for Constant Power Load”, IEE of Japan Industry Applications Society Conference, No.3-42, pp.251–254 (2014)
(in Japanese)
（13） D. Gunji, T. Imura, H. Fujimoto: “Basic Study
of Transmitting Power Control Method without Signal Communication on Wireless Power Transfer”,
IEEJ, SPC-14-153,HCA-14-061,VT-14-048 (2014) (in
Japanese)
（14） SAE International: “Wireless charging advances with
selection of 85-kHz charging frequency”, http://articles
.sae.org/12647/ (2013)
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