ワイヤレスインホイールモータを搭載した電気自動車の実車評価藤本博志 1) 山本岳 1) 佐藤基 1,2) 郡司大輔 1,3) 居村岳広 1) Driving Test Evaluation of Electric Vehicle with Wireless In-wheel Motor Hiroshi Fujimoto Gaku Yamamoto Motoki Sato Daisuke Gunji Takehiro Imura The authors have developed a new type of in-wheel motor, which receives electric power by wireless power transfer using magnetic resonance coupling and control signals by wireless communication, in order to avoid the disconnection of power and signal cables. We call this system Wireless In-Wheel Motor (W-IWM). In this system, it is also possible to directly transmit power to the in-wheel motor wirelessly from coils under the ground for dynamic charging. This paper introduces the overview and design methods of the W-IWM. We also evaluate the characteristics of the W-IWM when it is installed on an electric vehicle and demonstrate its eﬀectiveness by the driving test. KEY WORDS: EV and HV systems, motor drive system, In-Wheel Motor, wireless power transfer (A3) Motor Wheel Car chassis 1. はじめに Car chassis communication Coil Motor Wheel 現在，地球環境への配慮から環境負荷の少ない電気自動車が注目を集めている。電気自動車は環境面のみならず制御面も優 Power cables Power Signal cables Battery Power converter れており，モータを動力源とすることで内燃機関自動車と比較して高いトルク応答性を確保できる (1) 。電気自動車の制御性能を最大限に発揮できる駆動方法としてモータをホイール内に配 Power Source Ground Ground Ground Conventional IWM 置するインホイールモータ方式がある。車載モータ方式と比較して，インホイールモータ方式は以下の優位性をもつ (2)∼(5) 。 Coil Wireless IWM (W-IWM) Fig. 1 W-IWM の概念図 • ディファレンシャルおよびドライブシャフトが不要であるため車両設計の自由度が高く，車体全体の軽量化を図るこ Primary circuit Primary coil とも可能（文献 (4) では駆動系全体の質量を 36 %軽減） • 上記と同様の理由からエネルギー損失が少ない • 各輪の駆動力を独立に制御できることから車両安定性・運動性が向上する Secondary coil しかしながら，一般にインホイールモータは以下に挙げる課題を持つ。 • ばね下重量が増加し，乗り心地が悪化する (a) FPEV4-Sawyer W-IWM (b) First trial unit Fig. 2 実験車両と第一試作ユニット • モータの動力線とレゾルバなどの信号線が繰り返し屈曲やス化を達成する。実際の車体ではサスペンションの動きにより道路からの飛散物，ケーブルに付着した雪が原因の凍結な送受電コイルの相対位置が変化する。そこで本研究ではコイルどにより断線する恐れがあるの位置ずれに強い磁界共振結合方式を採用する (8) (9) 。さらに，一点目の課題に対してはインホイールモータのアンチダイブ力将来電気自動車への走行中給電が可能になった場合，地面に埋を利用した制御により改善が可能であるめたコイルからモータへの直接給電も可能になる。 (3) (5) 。また，二点目の課題に対して，従来は配線の耐久性を高める構造が検討されてきた (6) (7) 。しかし，有線での対策である以上，抜本的な解決には至っていない。そこで，この課題に対する抜本的な解決策として，著者らの磁界共振結合によるワイヤレス電力伝送では，負荷の変動や送受電コイルの相対変位に対して受電側の電圧，電流が変動することが知られている (10) 。また，受電側に定電力負荷を接続する場合は負荷電圧が不安定になることが知られている (11) 。研究グループではインホイールモータとワイヤレスで電力を送したがって，ワイヤレスインホイールモータを実現するために受電する機構を提案し，実際に試作した。この機構をワイヤレは，送電側・受電側における電力変換回路の制御方式の確立がスインホイールモータ (Wireless In-Wheel Motor: W-IWM) 必要である。と呼ぶ。この機構では，ワイヤレス電力伝送を行うためのコイまた，車両においてインホイールモータが配置される周辺にルと，制御情報用の無線通信機器を車体とホイールに設置する。はサスペンションアーム等の金属部材が多数存在する。磁界共これらにより，車体とインホイールモータ間の完全なワイヤレ振結合方式では送受電コイル間の磁気的な結合を用いて電力を *2015 年 5 月 21 日自動車技術会春季学術講演会において発表. 1) 東京大学 (277-8561 千葉県柏市柏の葉 5-1-5) 2) 東洋電機製造 (株) (236-0004 神奈川県横浜市金沢区福浦 3-8 3) 日本精工 (株) (251-8501 神奈川県藤沢市鵠沼神明 1-5-50 伝送するため，これらの金属部材が電力伝送の効率に大きく影響することが知られている。このような金属部材の影響を最小化するための送受電コイルの配置や形状の工夫，コイルにおけ Required power FF Ͳ VLΎ duty ratio н Power Lm ΃ or Vbatt E Buck-boost converter R1 R2 L1 L2 C1 C2 On board Primary Resonator inverter (85 kHz) (SiC) PMSM M VL In Wheel Secondary converter (SiC) Three phase PWM inverter Fig. 3 ワイヤレスインホイールモータの回路構成 Table 1 車両性能の目標値と第一試作目標 Final target First target Number of in-wheel motor 4 2 Rated output power 48 kW 6.6 kW Rated wheel torque 1300 Nm 475 Nm Three phase PWM inverter PMSM R2 L2 M VL C2 る磁性材料の活用が必要である。本報では磁界共振結合方式によるワイヤレスインホイール (a) Short mode モータの開発について報告する。実験用電気自動車に搭載する Three phase PWM inverter 試作ユニットの構成と電力変換回路の制御方法について述べる。さらに，試作ユニットを搭載した電気自動車による走行実験結果について報告する。 2. ワイヤレスインホイールモータ 2.1. PMSM R2 L2 想定車両性能 VL M C2 W-IWM では Fig. 1 に示すようにインホイールモータの動力線及び信号線をワイヤレス化する。W-IWM を採用する (b) Rectification mode 車体として，Fig. 2(a) に示す当研究室で開発した電気自動車 Fig. 4 二次側回路の動作パターンの FPEV4-Sawyer を想定する。当車両は前後輪がそれぞパシタンスである。本稿においてはこのコイルとコンデンサをれ交換可能なサブユニット構成を採用しており，様々な駆動ユまとめて共振器 (Resonator) と呼ぶ。なお，以降で一次側 (送ニットを同一のプラットフォーム上で実験・比較できる。第一電側) とは車体側を指し，二次側 (受電側) とはインホイール試作でのサブユニットを Fig. 2(b) に示す。表 1 に示すようモータ側を指す。また，共振周波数 f0 (= ω0 /2π) に関しては，に，W-IWM の性能としては四輪で 48 kW の出力を当面の最電気自動車へのワイヤレス電力伝送において統一化の方向性が終目標とするが，第一試作として後輪二輪で 6.6 kW の出力, 示されている 85 kHz とする (13) 。 (12) すなわち一輪当たり 3.3 kW の連続定格出力を目標とし，制御の検討や大電力伝送，コイル設計の技術を確立する。なお，サスペンションストロークに必要なインホイールモータと車体の間のスペースを考え，送受電コイル間のギャップは 100 mm とする。 2.2. 2.3. 技術課題 W-IWM を実現するうえで, 以下のような技術的課題が想定される。 • 電力変換回路の考案 • 受電側に定電力負荷を接続する場合は負荷電圧が不安定に磁界共振結合方式のワイヤレス電力伝送なるため，一次側と二次側の高速な通信を仮定せずにこれ W-IWM で採用する磁界共振結合方式のワイヤレス電力伝送を安定化する制御においては，一次側と二次側の送受電に用いる LC 回路の共振 • モータで回生を行うための双方向電力伝送の実現周波数を一致させる。すなわち一次側インバータの動作角周波 • 高効率で電力伝送が可能なコイルの設計数を ω0 として， ω0 = √ 1 1 = √ L1 C1 L2 C2 本稿では，これらの課題に対する解決法を紹介する。 (1) となるようにコンデンサを挿入する。L1 ，L2 は一次側及び二次側コイルのインダクタンス，C1 ，C2 は共振コンデンサのキャ VL 3. 電力変換回路の構成とその制御方法 3.1. 回路構成 Vup W-IWM の回路構成を Fig. 3 に示す。 ǻV VL* 一次側の電力変換回路は双方向昇降圧チョッパとフルブリッ ǻV Vlow ジ回路で構成されており，バッテリーの電圧をチョッパにより適切な電圧に昇降圧した後，フルブリッジ回路をインバータとして動作させて共振周波数と同じ周波数の高周波に変換する。 t 変換された電力は磁界共振結合によりワイヤレスで伝送される。伝送された電力は二次側のフルブリッジ回路をコンバータとして動作させることで直流に整流される。さらにモータ駆動用 ts tr (Short) (Rectification) Fig. 5 負荷電圧波形の電圧型三相インバータにより永久磁石同期モータを駆動する。ワイヤレス電力伝送の先行研究では二次側をブリッジ整流る (14) C1 L1-Lm R1 i1 回路と DC-DC コンバータで構成する回路が多く用いられてい R2 L2-Lm C2 i2 。しかしながら W-IWM ではホイール内の限られた空間に二次側回路を収める必要がある点，および回生時に二次側コ v1 Lm v2 RL ンバータをインバータとして使用する点を考慮し上記の構成を採用した。 3.2. Fig. 6 ワイヤレス電力伝送部簡易等価回路一次側伝送電力フィードフォワード制御一次側では伝送電力のフィードフォワード制御を行なう。二路の状態は Fig. 4(a) で示す Short mode となり，モータへの次側の DC リンク電圧が一定に制御されている場合，モータ出電力伝送が遮断され負荷電圧 VL は低下する。VL が Vlow まで力に応じて二次側 DC リンク電流が変化する。すなわち，モー低下した時点で下アームのスイッチング素子を OFF する。こタは出力に応じて変化する等価的な可変抵抗負荷とみなせる。の時二次側回路の状態は Fig. 4(b) で示す Rectification mode 磁界共振結合ワイヤレス電力伝送では負荷抵抗に応じて伝送電となり，伝送電力が負荷電力を上回っていれば負荷電圧 VL は力が変化することが知られている (10) 。そこでモータトルクと上昇する。二次側モータ回転数から二次側に伝送すべき電力を算出し，そこのような下アームスイッチの ON/OFF の繰り返しにより，れを元に一次側インバータの出力電圧をフィードフォワード制 Fig. 5 に示すように，二次側のみで負荷電圧 VL を負荷電圧指御する。二次側モータ回転数は，Bluetooth 通信により一次側令値 VL∗ のまわりで一定に制御することが可能である。へフィードバックしている。回転数の変化は Bluetooth 通信遅延よりも十分遅いのでフィードバックには高速通信は不要である。 3.3. 3.4. 電力回生動作本ユニットの回路構成ではワイヤレス電力変換部が一次側・二次側で対称形となっているため，電力回生が容易である。モーヒステリシスコンパレータによる二次側電圧制御タから電力が回生され，二次側 DC リンク電圧 Vdc が閾値以上 W-IWM のように二次側に接続される負荷が定電力負荷であになった場合，二次側をインバータ動作させると同時に二次側る場合，負荷電圧の挙動が不安定となることが解析的に求めらから一次側に無線信号を送信して，一次側をダイオードブリッれている (11) 。そこでフィードバック制御を用いて負荷電圧 VL ジ整流として動作させるよう制御を切り替える。これにより二を安定化する必要がある。なお，一次側と二次側の高速な通信次側から一次側への電力回生動作が実現される。を仮定せずに二次側電圧を安定化させるために，フィードバック制御は二次側で完結させる。二次側のみで VL を一定に保つ制御手法として, 二次側コンバータにヒステリシスコンパレータを用いる手法と, 同期整流を用いる手法が考えられるが，本稿では前者の制御手法を採用する。 Fig. 4 のヒステリシスコンパレータによる負荷電圧制御を行う場合，二次側コンバータの上アームのスイッチは常に OFF し，下アームのスイッチング素子を ON/OFF する。ヒステリシスコンパレータの下側閾値電圧 Vlow および上側閾値電圧 Vup を次式で定義する。 ∗ 4. 第一試作ユニットの製作 4.1. 送受電コイルの設計 (1) 設計法本章では一次側の昇降圧チョッパと PWM インバータを交流電源とみなす。また二次側回路の基本波力率が 1 であると仮定すると，整流回路からモータまでの負荷全体をまとめて可変な純抵抗とみなせることが知られている (10) 。従って純抵抗とみなした等価負荷全体を RL とおくと，W-IWM の等価回路は Fig. 6 のように簡単化できる。共振角周波数を ω0 とすれば式 (4)，(5) が成立する (10) 。 Vlow = VL − ∆V (2) Vup = VL ∗ + ∆V (3) Fig. 5 に負荷電圧 VL の概形を示す。VL が Vup に達した時 ω0 Lm RL V2 =j (4) V1 R1 RL + R1 R2 + (ω0 Lm )2 2 (ω0 Lm ) RL V2 I¯2 AP = = (RL + R2 ){R1 RL + R1 R2 + (ω0 Lm )2 } V1 I¯1 点で下アームのスイッチング素子を ON する。この時二次側回 (5) VL ∗ は負荷電圧指令値，∆V はヒステリシス幅である。 AV = 0.6 0.4 R1= 0.10Ω R1= 0.50Ω R1= 1.0Ω R1= 2.0Ω R1= 4.0Ω 0.2 0 0 1 0.8 0.6 0.4 R2= 0.10Ω R2= 0.50Ω R2= 1.0Ω R2= 2.0Ω R2= 4.0Ω 0.2 0 100 200 300 load resistance RL [Ω] power efficiency Ap 1 power efficiency Ap power efficiency Ap 1 0.8 400 (a) R1 変化時の伝送効率 0 0.8 0.6 0.4 Lm= 20µH Lm= 30µH Lm= 40µH Lm= 50µH Lm= 60µH 0.2 0 100 200 300 load resistance RL [Ω] 400 (b) R2 変化時の伝送効率 0 100 200 300 load resistance RL [Ω] 400 (c) Lm 変化時の伝送効率 Fig. 7 コイルパラメータ変動時の伝送効率 Table 4 製作した共振器の各パラメータ R1 R2 Lm Fig. 7 (a) 0.10∼4.0 Ω 1.0 Ω 40 µH Fig. 7 (b) 1.0 Ω 0.10∼4.0 Ω 40 µH Fig. 7 (c) 1.0 Ω 1.0 Ω 20∼60 µH Parameter Primary Secondary Coil resistance R1,2 0.411 Ω 0.382 Ω 260 µH 223 µH Coil inductance L1,2 Capacitance C1,2 13.5 nF 15.7 nF Size 218 x 350 mm 218 x 300 mm Mutual inductance Lm 48.6 µH (gap: 100 mm) Resonance frequency 85.0 kHz AV ，AP はそれぞれコイル間の電圧比と伝送効率を表す。 218 mm Table 3 コイル設計の目標値 Parameter of coil Target Primary coil resistance R1 under 1.0 Ω Secondary coil resistanceR2 1.0 Ω Mutual inductance Lm over 40 µH 218 mm Table 2 伝送効率式 (5) への代入値ワイヤレス電力伝送の効率式（5）において，R1 ，R2 ，Lm はコイルのパラメータであり，コイルの大きさや巻き数，相対 350 mm 位置などにより変化する。また式 (5) より，R1 ，R2 は小さく， primary coil Lm が大きいほど効率が良くなる。しかし一般に，コイルを大 Fig. 8 送受電コイルの概観とサイズきくすると Lm が大きくなるが R1 ，R2 も大きくなるというトレードオフがある。従ってコイルの大きさはこのトレードオフを考慮して決定する。そこでコイルのパラメータ R1 ，R2 ， 300 mm secondary coil RL = 2 V21 P2 (6) Lm がどの程度の値を取るべきかを見積もり，コイルの設計指となる。ここで，Fig. ??（b）モードでは通常各スイッチング針にする。素子の還流ダイオードは導通しているので V21 は方形波である (2) コイルパラメータの目標値ため，二次側 DC リンク電圧 Vdc と V21 は，フーリエ級数展本節では R1 ，R2 ，Lm の目標値を具体的に決定する。式 (5) 開により以下の関係が成り立つ。において三つのパラメータの内，一つを変数とみなし，二つを定数とみなす。変数とみなしたパラメータの各値において，RL に対して効率を計算したグラフが Fig. 7 である。Fig. 7(a) では R1 ，Fig. 7(b) では R2 ，Fig. 7(c) では Lm を変数とみなしている。これにより任意の等価負荷抵抗値 RL において R1 ， R2 ，Lm の変化がどれだけ効率に影響するかを独立に調べられる。なお FPEV4-Sawyer のサブフレームに収まるコイルを作成したときにこの程度になると予期される値から R1 ，R2 は 0.1∼4.0 Ω，Lm は 20∼60 µH の範囲で変化させている。なお Fig. 7 で使用したコイルパラメータを表 2 にまとめる。 Fig. 7(a), (c) より，R1 ，Lm の変化が伝送効率に大きく寄与している。ここで，W-IWM の一次側インバータは方形波インバータとして動作させるため，一次側及び二次側共振器の電圧は方形波となる。また各共振器の電流は正弦波であり，電力伝送に寄与するのは基本波成分のみである。このとき等価負荷抵抗 RL は，二次側共振器の電圧の基本波実効値を V21 ，受電電力を P2 とすれば V21 √ 2 2 Vdc = π (7) Vdc は当研究で使う電圧型の三相インバータの定格入力電圧 350 V で一定である。したがって受電電力 P2 が定格出力 3.3 kW となる時の等価負荷抵抗値 RL は式 (6), (7) より 30 Ω と計算される。この抵抗値では大電力が必要とされるため，高効率を達成したい。そこで定格出力時での電力伝送効率の目標値を 90%と決める。これを達成する条件として，Fig. 7 よりコイルパラメータ R1 を 1 Ω 未満，R2 を 1 Ω 程度，Lm を 40 µH 以上と定め，コイルを作製する。設計の目標値を表 3 にまとめる。 4.2. 送受電コイルの作製送受電コイルの材質・形状は以下の観点から決定した。 • ホイール周辺の金属が密集した狭い空間にコイルを配置するため，コイル形状は平面型とする • 送受電コイル間の相互インダクタンスの増加や周辺金属での鉄損低減を狙い，両コイルの背面にフェライト板を配置する coil ferrite W-IWM secondary coil resinous plate Fig. 10 二次側（インホイールモータ側） Fig. 9 送受電コイルの構成 secondary coil • 耐熱性や表皮効果の低減を図るため，線材としてリッツ線 load motor W-IWM を使用する製作したコイルの概観とサイズを Fig. 8 に，パラメータを Table 4 に示す。 primary coil 実車に搭載する際に車体およびホイールに送受電コイルを固 reduction gear 定しなければならない。また，防水性や防塵性を考慮し，送受 secondary circuit 電コイルをカバーする必要がある。したがって Fig. 9 に示すようにコイルの線材とフェライトを樹脂の板で挟み，樹脂の箱 primary circuit Fig. 11 ベンチ試験装置の中に収納している。 4.3. 一次側（車体側）ユニット構成䢢 100 Efficiency [%] 一次側では一次側回路ユニットと一次側コイルが車体サブフレーム内に配置される。一次側回路ユニットは昇降圧チョッパとフルブリッジ回路で構成される。昇降圧チョッパのスイッチング素子には IGBT を用いている。一方，フルブリッジ回路は共振周波数である 85 kHz でスイッチングするため，SiC- 95 90 ηinv ηwpt 85 MOSFET を用いている。一次側の電力変換回路では，前述の伝送電力制御を行なっており，操作量として下記の２つの自由 80䢢 0 度を有する。 1)昇降圧チョッパにより直流電圧を制御する ηconv 20 40 60 80 Torque command [%] 100 Fig. 12 定格速度回転数（135 rpm）時の各変換器効率 2)インバータの duty を制御するしたがって 2) の制御を採用する場合は昇降圧チョッパを用いないことも可能であるが，製作したユニットでは両制御方法の 3.13 kW 3.00 kW 3.28 kW 比較ができるよう昇降圧チョッパを搭載した。なお，後述の実 R1 L1 L2 の duty は 0.5 に固定とした。 C1 C2 Buck-boost converter される。一次側・二次側間の情報通信は Bluetooth による無線 Primary inverter 95.4 % PMSM R2 験においては昇降圧チョッパで電圧振幅を制御し，インバータアクセル開度に応じたトルク指令値は一次側ユニットに入力 2.91 kW Resonator 96.1 % M Secondary converter Three phase PWM inverter 96.8 % 通信を用いており，一次側から二次側にはトルク指令値等，二 88.8 % 次側から一次側にはモータ回転数情報等が無線通信で送られる。 4.4. 二次側（インホイールモータ側）ユニット構成 Fig. 13 定格出力時の W-IWM の効率二次側はフルブリッジ回路による整流回路，モータ駆動用三 5. 実相インバータと永久磁石同期モータ，機械式ブレーキをすべてホイール内に搭載する機電一体構造である。二次側のフルブ 5.1. 験ベンチによる効率評価リッジ回路も一次側と同じく共振周波数 85kHz でスイッチン実験に用いたベンチ試験装置の概観を Fig. 11 に示す。電源グするため，SiC MOSFET を用いている。モータ駆動用インは三相 200 V の電源を正弦波コンバータで整流してバッテリバータには IGBT を用いており，そのスイッチング周波数は 6 を代用した。コイル間のギャップは実車に搭載した場合と同様 kHz である。に 100 mm とした。モータ出力はハブ軸受に内蔵された減速機（減速比 4.2）に Fig. 12 にギア減速回転数 135 rpm においてトルク指令値をより減速され，ホイールに出力される。製作した二次側装置を変化させたときの各変換器の効率を示す。高出力時は各変換器 Fig. 10 に示す。は 95 %以上の高効率を達成している。低出力時は一次側イン 20 60 15 40 10 20 5 0 0 5 10 15 20 Time [s] 25 30 35 0 Vehicle speed [km/h] Torque command [%] 80 Secondary DC-link voltage [V] 25 torque speed Primary resonator voltage [V] 100 350 300 measured reference 250 200 150 100 50 0 0 5 10 (a) 車体速およびトルク指令値 15 20 25 Time [s] 30 (b) 送電電圧 35 380 measured reference 370 䢢 360 350 340 330 320䢢 0 5 10 15 20 25 Time [s] 30 35 (c) 二次側 DC リンク電圧 Fig. 14 実車走行試験結果バータの効率 ηinv と送受電コイル間効率 ηwpt が低下している今後の課題として，地上の送電コイルからワイヤレスインホが，10%定格時の 85%の効率は 50 W 程度の損失にしか相当イールモータへのワイヤレス給電や，更なる高出力化が挙げらしない。れる。また，最大出力時 (負荷の回転数 135 rpm, 100 %トルク指謝辞令) の各変換器効率と回路各部の電力の測定結果を Fig. 13 に最後に本研究の一部は文部科学省科学研究費補助金 (基盤研示す。電源から二次側 DC リンクまでの総合効率において約究 A 課題番号：26249061) によって行われたことを付記する。 90 %の高い効率が得られており，W-IWM は実車への適用にまた，積層セラミックコンデンサ (U2J 特性) を支給して頂いた十分な性能を有することが示された。株式会社村田製作所に対しここに記して深く感謝申し上げる。 5.2. 実車試験 W-IWM のユニットを実車に搭載し，簡易的な走行試験を参考文献 (1) 行った。W-IWM のユニット単体の性能を評価するために，走行試験は W-IWM 右後輪１輪のみを実車に搭載させて試験した。試験結果を Fig. 14 に示す。Fig. 14(a)，(b)，(c) は全て同 (2) じ時系列の実験データである。Fig. 14(a) において，W-IWM へのトルク指令値は，操作者が通信機器を用いて CAN により W-IWM へ送信した。その際のトルク指令値は自動でランプ関数を与えるのではなく，トルク指令値を手動で与えている。 Fig. 14(a) において，走りだしの時 (15 s) に，1 s ほどトルク (3) (4) (5) 指令値の入力が停滞しているのはそのためである。今回は初めてのテスト走行であったのに加えて，テストした道路の長さが約 40 m ほどと短かったため，実車の走行距離は制限され，約 (6) (7) (8) 33 m 間のみを走行した。よって，走行速度は最大で時速約 12 km/h ほどである。Fig. 14(b) に，W-IWM の一次ユニットがコイルに印加する電圧の指令値と測定値を示す。まずは無負 (9) 荷の状態で 100 Vrms を印加した。3.2 節で述べたように，要求出力の上昇に伴って W-IWM の一次側ユニットが二次側へ送電するコイル電圧の振幅を上げている。 (10) Fig. 14(c) では，3.3 節で述べたように，W-IWM の負荷が増えても二次側の DC リンク電圧が 350 V の一定値に保たれていることがわかる。前述したように定電力負荷へのワイヤ (11) レス給電は非制御時は不安定であるが，開発した二次側フィードバック制御により安定化が成功していることが確認できる。 (12) なお，より広い学内試験場で，制作した２輪分の W-IWM を利用し，時速約 25km/h での走行にも成功している。 (13) 6. おわりに本稿では，インホイールモータの動力線等の断線防止のために，ワイヤレス電力伝送と無線通信を用いて電力・制御信号を供給するワイヤレスインホイールモータを提案した。また，この機構の概要及び設計手法について説明し，ベンチおよび実車試験により有効性を確認した。 (14) Y. Hori: “Future Vehicle Driven by Electricity and Control Research on Four Wheel Motored“UOT Electric March II””, IEEE Trans. IE, Vol. 51, No. 5, pp. 954–962 (2004) 鈴木稔，堺香代，岡田浩一，牧野祐介：「インホイールモータユニットの開発」，NTN TECHNICAL REVIEW，No. 75，pp. 46–52 (2007) 佐藤慎介，藤本博志：「インホイールモータを搭載した電気自動車によるピッチング制御法の提案」, IEEJ, IIC-07-81, (2007) 村田智史：「インホイールモータ駆動ユニットの開発」, 自動車技術会学術講演会前刷集, No. 28–10, pp. 5–9 (2010) 赤穂大輔，中津慎利，勝山悦生，高桑佳，吉末監介：「インホイールモータ車の車両運動制御開発」，自動車技術会学術講演会前刷集，No. 120-10, pp.1–6 (2011) NTN corporation, WO2013108546 A1 (2013) トヨタ自動車, P2012-223041A (2012) A. Kurs, A. Karalis, R. Moﬀatt, J. D. Joannopoulos, P. Fishe, and M. Soljacic: “Wireless Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances”, in Science Express on 7 June 2007, Vol. 317, No. 5834, pp. 83–86 (2007) 居村岳広，岡部浩之，内田利之，堀洋一：「共振時の電磁界結合を利用した位置ずれに強いワイヤレス電力伝送 : 磁界型アンテナと電界型アンテナ」，IEEJ Trans. IA,Vol. 130, No.1，pp. 76–83 (2010) M. Kato, T. Imura, and Y. Hori: “The Characteritics when Changing Transmission Distance and Load Value in Wireless PowerTransfer via Magnetic Resonance Coupling” , IEEE Telecommunications Energy Conference INTELEC (2012) 郡司大輔，居村岳広，藤本博志：「定電力負荷への磁界共振結合ワイヤレス電力伝送における二次側負荷電圧の安定性解析」, 電気学会産業応用部門大会, No.3-42, pp.251–254 (2014) H. Fujimoto, T. Miyajima, and J. Amada: “Development of Electric Vehicle with Variable Drive Unit System ”, International Electric Vehicle Technology Conference & Automotive Power Electronics Japan 2014 (2014) SAE International: “Wireless charging advances with selection of 85-kHz charging frequency”, http://articles .sae.org/12647/ (2013) K. Iimura, N. Hoshi, and J. Haruna:“Experimental Discussion on Inductive Type Contactless Power Transfer System with Boost or Buck Converter Connected to Rectifier,” Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC), 2012 7th International, Vol. 4, pp. 2652–2657 (2012)